9/26/2018，光纖在線特邀編輯：邵宇豐，趙云杰，龍穎

2018年7月出版的JLT主要刊登了以下一些方向的文章，包括：調(diào)制技術(shù)，光網(wǎng)絡(luò)及子系統(tǒng),光信號(hào)處理，光傳輸?shù)�，筆者將逐一評(píng)析。

1.調(diào)制技術(shù)
數(shù)據(jù)中心核心網(wǎng)絡(luò)帶寬需求的不斷增加導(dǎo)致高速光通信系統(tǒng)的傳輸容量也必須不斷提升。現(xiàn)有光通信網(wǎng)絡(luò)的可用帶寬是有限的，因此需要利用高階調(diào)制格式才能實(shí)現(xiàn)高光譜效率（SE）光信號(hào)傳輸�；�于偏振分復(fù)用（PDM）16進(jìn)制正交幅度（16-QAM）格式的光通信系統(tǒng)是在實(shí)際可用光信噪比（OSNR）條件下實(shí)現(xiàn)高SE的潛在技術(shù)之一。例如，基于奈奎斯特原理定義滾降系數(shù)為0.01的22信道15.625 Gbaud的PDM 16-QAM信號(hào)以16 GHz間隔傳輸時(shí)SE可達(dá)6.25b/s/Hz。7×10 Gbaud PDM-16QAM信號(hào)在SE為6.60b/s/Hz的情況下，可在SMF-28光纖中實(shí)現(xiàn)傳輸距離超過5890公里。37.5Gbaud 的PDM 16-QAM信號(hào)采用后均衡技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)凈SE值為6.66b/s/Hz。此外，傳輸間距為16 GHz的16Gbaud PDM-16QAM信號(hào)已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了在1200公里標(biāo)準(zhǔn)單模光纖上的成功傳輸，誤碼率（BER）低于7％的硬判決前向糾錯(cuò)(HD-FEC)閾值，實(shí)現(xiàn)凈SE值最高可達(dá)7.47b/s/Hz。除了上述的高SE值16-QAM信號(hào)傳輸方案，超奈奎斯特速率（FTN）信號(hào)可以通過應(yīng)用波分復(fù)用（WDM）信道進(jìn)一步提升SE。在FTN系統(tǒng)中，載波間干擾（ICI）和信號(hào)間干擾（ISI）是需要解決的兩個(gè)主要問題。一種直接實(shí)現(xiàn)FTN傳輸?shù)姆椒ㄊ侵丿B相鄰信道，但這將會(huì)引入ICI；基于聯(lián)合多輸入多輸出（MIMO）系統(tǒng)在30 GHz帶寬的2×16 Gbaud雙載波FTN 16-QAM超信道中可實(shí)現(xiàn)在超過960公里的傳輸，其凈SE值為7.68 b/s/Hz，但是該方法需要鎖定光源頻率和實(shí)現(xiàn)重疊信道的同時(shí)接收將增加收發(fā)器的復(fù)雜性。另一種方案是通過引入可控制的ISI來避免ICI。例如，應(yīng)用雙二進(jìn)制或多進(jìn)制整形技術(shù)通過余弦頻譜整形部分抑制ICI和利用具有2抽頭（或3抽頭）的最大似然序列檢測(cè)（MLSD）來消除ISI。實(shí)際上，包括光學(xué)濾波，電域過濾和數(shù)字過濾的主動(dòng)濾波方法也被證明是有效的。對(duì)于光學(xué)濾波，大多數(shù)研究機(jī)構(gòu)是采用QPSK格式，在組合波分復(fù)用信道前通常應(yīng)用波長(zhǎng)選擇開關(guān)（WSS）且恢復(fù)的信號(hào)星座圖是基于9-QAM星座映射的。然而，對(duì)于16-QAM的高階調(diào)制格式，當(dāng)信道間隔小于信號(hào)速率時(shí)，光學(xué)濾波方法仍然是有缺陷的。因此，引入時(shí)頻模塊（TFP）是一個(gè)可行的解決方案，它可以優(yōu)化時(shí)間頻率和時(shí)間間隔以達(dá)到最大SE。通過利用電域過濾技術(shù)，PDM-QPSK調(diào)制格式的凈SE可達(dá)7.1 b/s/Hz。研究人員主要使用數(shù)字過濾器抑制信道間的ICI以實(shí)現(xiàn)更精確的頻譜整形。研究人員在5信道WDM 32GbaudPDM 16-QAM FTN系統(tǒng)中驗(yàn)證了上述方案。他們還證明了29 GHz信道間隔的WDM信號(hào)可以在標(biāo)準(zhǔn)單模光纖（SSMF）傳輸上超過80公里，BER為4.5×10-3（低于7％HD-FEC閾值）；每256Gb/s（32 Gbaud×2×4）信道的總數(shù)據(jù)傳輸速率高達(dá)1.28Tb/s（256 Gb/s×5）。在WDM系統(tǒng)中比特率為1.15Tb/s，每個(gè)信道的比特率為230.8Gb/s，PDM 16-QAM信號(hào)的凈頻譜效率能達(dá)到前所未有的高水準(zhǔn)值7.96bit/s/Hz（1.15Tb/s/5/29GHz）。研究人員通過實(shí)驗(yàn)展示了具有32Gbaud PDM的16-QAM信號(hào)和29 GHz信道間隔1.28 Tb/s5波長(zhǎng)FTN-WDM系統(tǒng)。在超過80公里的SSMF傳輸后，F(xiàn)TN-WDM信道的BER均低于7％HD-FEC閾值，相關(guān)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的工作流程圖如圖1所示。

圖1.（a）發(fā)射機(jī)中的DSP處理過程，RRC：上升余弦，AWG：任意波形發(fā)生器；（b）接收機(jī)中的DSP處理過程，CD：色散，RLS：遞歸最小二乘，MLSD：最大似然序列；（c）奈奎斯特16-QAM信號(hào)的構(gòu)成，Pol：極化；（d）BPS的算法結(jié)構(gòu)，BPS：盲相搜索。


2.光網(wǎng)絡(luò)及子系統(tǒng)
具有大時(shí)間帶寬積的線性調(diào)頻（LFM）信號(hào)是使用最廣泛的脈沖壓縮信號(hào)之一。在測(cè)量系統(tǒng)中由于它具備提升測(cè)量速度和精度的優(yōu)點(diǎn)而被廣泛地被應(yīng)用于雷達(dá)，聲納，地震勘測(cè)，和安全溝通領(lǐng)域。特別是在現(xiàn)代電子戰(zhàn)中，來自雷達(dá)和通信系統(tǒng)中截取的射頻信號(hào)需要分享，同時(shí)和瞬時(shí)測(cè)量LFM信號(hào)的參數(shù)變得非常重要（測(cè)量的參數(shù)包括中心頻率（CF），帶寬（BW），脈沖寬度（PW），脈沖幅度（PA）和到達(dá)時(shí)間（TOA）等）。由于通常需要相關(guān)頻率信息來識(shí)別參數(shù)，因此首先需要完成頻率測(cè)量。雖然傳統(tǒng)的電子測(cè)量技術(shù)在高分辨率下表現(xiàn)高靈活性，但其易受電磁干擾（EMI）的影響；另外，現(xiàn)有的電子技術(shù)瓶頸導(dǎo)致測(cè)量系統(tǒng)的帶寬被限制在大約18GHz范圍內(nèi)；為解決該問題，研究人員設(shè)計(jì)了基于微波光子學(xué)的頻率測(cè)量方案，即采用光子技術(shù)實(shí)現(xiàn)大帶寬和抵抗EMI的測(cè)量過程。一般來說，基于光子學(xué)的頻率測(cè)量技術(shù)可以分為三類，即頻率-空間映射，頻率-時(shí)間映射和頻率 -功率映射。在第一類方案中，通過使用光學(xué)信道器來實(shí)現(xiàn)微波頻率測(cè)量過程；該技術(shù)的關(guān)鍵原理是將由頻率未知的微波調(diào)制的光信號(hào)分離到具有不同中心頻率的多個(gè)光通道。但是，該技術(shù)一般需要專門設(shè)計(jì)的設(shè)備，如具有一組連續(xù)通帶的濾光器、光梳、具有不同自由光譜范圍的法布里-珀羅濾波器（FSR）和光電探測(cè)器（PD）陣列。因此，這類實(shí)驗(yàn)設(shè)備通常代價(jià)高昂，體積龐大且難以設(shè)計(jì)。在第二類方案中，光載波信號(hào)的時(shí)間延遲和微波信號(hào)的頻率間有內(nèi)在聯(lián)系，可以完成同時(shí)識(shí)別多個(gè)頻率的過程；與此方法相關(guān)的關(guān)鍵問題是系統(tǒng)對(duì)色散元件和濾光器有高需求，因此分辨率受到限制；即便可以實(shí)現(xiàn)幾千赫茲的分辨率，但系統(tǒng)的測(cè)量范圍會(huì)非常小，通常是幾MHz。在第三類方案中，通過計(jì)算幅度比較函數(shù)（ACF）來即時(shí)估計(jì)微波信號(hào)的頻率，此方法也可用來監(jiān)測(cè)并比較兩個(gè)頻率相關(guān)的光學(xué)或微波功率。在基于瞬時(shí)頻率測(cè)量（IFM）方案的典型的光功率監(jiān)測(cè)中，兩個(gè)載波抑制的雙邊帶信號(hào)的載波波長(zhǎng)被設(shè)置在正弦形濾波器的不同位置，因此兩個(gè)波長(zhǎng)信道中的邊帶受到不同的影響導(dǎo)致功率衰落，通過監(jiān)測(cè)和比較兩個(gè)波長(zhǎng)通道中的光功率可以估計(jì)微波信號(hào)的頻率。我們知道，為實(shí)現(xiàn)載波抑制雙邊帶調(diào)制，Mach-Zehnder調(diào)制器（MZM）應(yīng)該偏置在最小傳輸點(diǎn)，但MZM的偏壓飄移將導(dǎo)致顯著的測(cè)量誤差；另一方面，對(duì)于基于微波功率監(jiān)測(cè)的IFM方案，調(diào)制器通常偏置于正交點(diǎn)。在色散影響之后，不同波長(zhǎng)或不同的極化狀態(tài)的微波調(diào)制光信號(hào)將產(chǎn)生不同的功率衰落。比較研究發(fā)現(xiàn)，從兩個(gè)光信號(hào)中檢測(cè)到的兩個(gè)微波功率獲得的ACF隨著微波頻率變化單調(diào)增加或減�。灰虼祟l率未知的微波信號(hào)可以從ACF中檢測(cè)到。基于雙波長(zhǎng)或雙極化狀態(tài)微波功率監(jiān)測(cè)系統(tǒng)在范圍可調(diào)性方面表現(xiàn)良好，但它的缺陷是獲得的ACF斜率非常小，這將導(dǎo)致測(cè)量范圍過小和測(cè)量誤差增大。為了擴(kuò)大測(cè)量范圍并減少測(cè)量誤差，應(yīng)用同步相位調(diào)制（PM）和強(qiáng)度調(diào)制（IM）可實(shí)現(xiàn)功率衰減互補(bǔ)。在系統(tǒng)中應(yīng)用單個(gè)偏振調(diào)制器（PolM）能簡(jiǎn)化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)；還有其他技術(shù)如MZM的級(jí)聯(lián)和四波混頻技術(shù)均可實(shí)現(xiàn)微波功率頻率映射。與頻率-空間映射和頻率-時(shí)間映射技術(shù)相比，頻率-功率映射過程實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，而且改進(jìn)后的測(cè)量范圍和測(cè)量穩(wěn)定性具有明顯的應(yīng)用優(yōu)勢(shì)（在最佳40 GHz測(cè)量范圍內(nèi)可實(shí)現(xiàn)100 MHz的測(cè)量分辨率）。上面討論的方案僅針對(duì)頻率設(shè)計(jì)測(cè)量方案。最近，研究人員設(shè)計(jì)了一種新型可用于同時(shí)測(cè)量多個(gè)參數(shù)（頻率，幅度，脈沖寬度和到達(dá)微波脈沖信號(hào)的時(shí)間）的方法。雖然該方法對(duì)LFM信號(hào)多參數(shù)測(cè)量具有參考意義，但ACF的斜率會(huì)隨微波頻率的變化而變化，導(dǎo)致的后果是，當(dāng)從LFM信號(hào)的振幅比獲取寬帶的頻率慢時(shí)，測(cè)量值會(huì)出現(xiàn)錯(cuò)誤且會(huì)進(jìn)一步影響到其他參數(shù)。因此，具有恒定一階線性的ACF需要派生多個(gè)參數(shù)來識(shí)別LFM信號(hào)。研究人員提出并實(shí)驗(yàn)證明了可以同時(shí)測(cè)量LFM信號(hào)的CF、B、PW、PA和TOA的光學(xué)系統(tǒng)。在該系統(tǒng)中，PolM與兩個(gè)偏振器可同時(shí)實(shí)現(xiàn)IM和PM；其中，相位調(diào)制信號(hào)被導(dǎo)入光學(xué)線性濾波器用于區(qū)分PM-IM轉(zhuǎn)換的邊帶。根據(jù)線性ACF，可以容易地估計(jì)LFM信號(hào)的頻率和其他參數(shù)。在實(shí)驗(yàn)中，LFM信號(hào)的CF、BW、PW、PA和TOA的測(cè)量誤差分別在±0.3GHz，±0.4GHz，±120ps，±50mV和±15ps范圍內(nèi)。由于獲得了ACF的線性特性，測(cè)量范圍限制在PolM和PD的帶寬內(nèi)，測(cè)量范圍可能超過50GHz。該技術(shù)得以實(shí)施歸功于基于線性ACF頻率-微波功率映射的成功實(shí)現(xiàn)。由于光學(xué)濾波器的線性特性，一階PM信號(hào)被微分。因此可以通過計(jì)算PM信號(hào)和IM信號(hào)產(chǎn)生光電流的功率來獲得線性的ACF。該系統(tǒng)是多功能和結(jié)構(gòu)緊湊的，可以應(yīng)用到現(xiàn)代電磁對(duì)抗系統(tǒng)中，其工作原理圖如圖2所示。

圖2. LFM微波信號(hào)的瞬時(shí)多參數(shù)測(cè)量過程和測(cè)量系統(tǒng)示意圖，LD：激光二極管;PC：偏振控制器; PolM：偏振調(diào)制器; PBS：極化分束器; LF：線性濾波器; PD：光電探測(cè)器; ADC：模數(shù)轉(zhuǎn)換器;DSP：數(shù)字信號(hào)處理。

3.光信號(hào)處理
研究人員設(shè)計(jì)并演示了一種基于FPGA的實(shí)時(shí)25mb/s雙極性NRZ-OOK可見光收發(fā)系統(tǒng)，該系統(tǒng)使用448nm工作波長(zhǎng)的商用低成本藍(lán)色LED光源進(jìn)行水下光無線通信（UOWC）鏈接，以測(cè)試相關(guān)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)（如水下衰減系數(shù)、編碼增益、BER和接收器靈敏度等）。同時(shí)研究人員也研究了一些在UOWC系統(tǒng)設(shè)計(jì)中起重要作用的客觀制約因素。實(shí)驗(yàn)在室內(nèi)環(huán)境中進(jìn)行，因此背景噪聲很��；當(dāng)然背景光的噪聲也應(yīng)被考慮，以驗(yàn)證其是否會(huì)對(duì)系統(tǒng)收發(fā)性能產(chǎn)生影響。迄今為止，研究人員已經(jīng)進(jìn)行了在室外天然水域（配有防水設(shè)備的發(fā)射器和接收器都放在水中）和陽光環(huán)境下的實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：添加聚焦鏡頭后，由于有限的視場(chǎng)（FOV）（低于5°），太陽光引起的背景噪音的影響可以忽略不計(jì)。而且，研究人員研究了從LED光源到APD的UOWC鏈路中可變背景光的特性。測(cè)量結(jié)果表明：當(dāng)ROP超過一定值時(shí)，SNR性能較差。研究人員進(jìn)一步實(shí)驗(yàn)分析了該現(xiàn)象的內(nèi)在原因，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：APD的帶寬減少是系統(tǒng)增益衰減的主要原因是電噪聲的影響（散粒噪聲和熱噪聲）可以忽略不計(jì)。研究人員總結(jié)了幾種基于嵌入式系統(tǒng)的實(shí)時(shí)UOWC系統(tǒng)方案；他們進(jìn)一步的研究工作將繼續(xù)探索具有更高效率和更低成本的方案，例如采用具有更高敏感性的光子探測(cè)器或更有效的信道編碼器以提升信號(hào)傳輸距離；而且進(jìn)一步將研究在淺海和深海海底搭建無線光通信系統(tǒng)。可見光通信實(shí)驗(yàn)的原理圖如圖3所示。

圖3.可見光通信實(shí)驗(yàn)的原理圖

4.光傳輸
由于光纖通信系統(tǒng)不斷增加的容量需求導(dǎo)致多載波調(diào)制方案吸引了研究人員的極大興趣。其中，基于CO-OFDM調(diào)制的偏移QAM調(diào)制技術(shù)似乎是改善光譜效率較有希望的解決方案之一。CO-OFDM/OQAM系統(tǒng)通過使用脈沖整形濾波器組和交錯(cuò)的OQAM信號(hào)實(shí)現(xiàn)了兩倍于傳統(tǒng)OFDM/QAM符號(hào)的實(shí)符號(hào)率調(diào)制。這種改進(jìn)的系統(tǒng)增強(qiáng)了對(duì)頻率偏移的魯棒性；此外，由于時(shí)間定位性能較好，CO-OFDM/OQAM可以避免使用循環(huán)前綴。與其他傳統(tǒng)系統(tǒng)相比，CO-OFDM/OQAM系統(tǒng)吞吐量顯著增加。此外，CO-OFDM/OQAM呈現(xiàn)出了更低的光譜旁瓣，可減小子載波之間的最小化保護(hù)帶并進(jìn)一步提高頻譜效率。在CO-OFDM/OQAM系統(tǒng)中，由于應(yīng)用在子載波上特定濾波器組的存在，子載波特性需在特定場(chǎng)域中正交后才可實(shí)現(xiàn)。因此，在相鄰的子載波（頻域）和符號(hào)（時(shí)域）之間存在內(nèi)在虛擬干擾（IMI）。因?yàn)槭艿絀MI的干擾，特別是考慮采用偏振分復(fù)用（PDM）技術(shù)時(shí)，與傳統(tǒng)CO-OFDM系統(tǒng)相比，用于進(jìn)行信道色散估計(jì)和補(bǔ)償?shù)倪^程變得更加復(fù)雜。因此，研究實(shí)現(xiàn)最佳信道的估計(jì)和均衡過程對(duì)于PDM-CO-OFDM/OQAM系統(tǒng)的設(shè)計(jì)至關(guān)重要。近來對(duì)CO-OFDM/OQAM信道色散補(bǔ)償?shù)难芯恐饕�關(guān)注于均衡器設(shè)計(jì)。假設(shè)信道傳遞函數(shù)已知或完全可估計(jì)，研究人員分析了利用前導(dǎo)碼估計(jì)信道響應(yīng)的方法；該方法專注于前端設(shè)計(jì)，通過在目標(biāo)導(dǎo)頻周圍分配零以盡量減少IMI影響，同時(shí)內(nèi)插計(jì)數(shù)以在與零導(dǎo)頻相關(guān)聯(lián)的子載波上找到相關(guān)的信道響應(yīng)。同時(shí)，存在一種信道估計(jì)方法，稱為干擾近似方法（IAM）（實(shí)際上，IAM是眾所周知的OFDM/OQAM的信道估計(jì)方法，最初在無線電通信領(lǐng)域內(nèi)被提出）。該方法可引入到PDM-CO-OFDM/OQAM系統(tǒng)中，其中的濾波器在頻域和時(shí)域中的移位被視為不同頻率-時(shí)間（FT）位置的濾波器（不同F(xiàn)T位置的濾波器之間的乘法運(yùn)算導(dǎo)致了IMI虛值的產(chǎn)生）。但是，傅立葉變換網(wǎng)格中的IMI系數(shù)在任何FT位置都不會(huì)發(fā)生變化，在之前的相關(guān)研究中人們只考慮了具有真實(shí)導(dǎo)頻（IAM-R）的IAM模式。因此，研究人員展示了另一種IAM設(shè)計(jì)模式，即使用復(fù)雜導(dǎo)頻（E-IAM-C）的增強(qiáng)型IAM設(shè)計(jì)模式，它也可以應(yīng)用于PDMCO-OFDM/OQAM系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。研究人員指出，與IAM-R相比，雖然E-IAM-C降低了誤碼率（BER）增益，然而導(dǎo)致卻導(dǎo)致PAPR的增高。研究人員因此設(shè)計(jì)了一種新穎的稀疏前導(dǎo)（SP）信道估計(jì)（CE）設(shè)計(jì)方案，與E-IAM-C方法相比，該解決方案在實(shí)現(xiàn)BER降低的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了更低的PAPR值。與IAM方法相比，研究人員設(shè)計(jì)的解決方案有如下優(yōu)點(diǎn)：首先與IAM-R和E-IAM-C方法相比，該方案在BER方面獲得改進(jìn)；其次，與EIAM-C相比，該方案提供更低的PAPR和與IAM-R相比的等效PAPR；最后與需要使用6個(gè)時(shí)隙的IAM方法相比，該方案僅需使用3或4個(gè)時(shí)隙，相關(guān)系統(tǒng)模型如圖4所示。

圖4.基于稀疏前導(dǎo)信道估計(jì)的光通信系統(tǒng)模型